表征多種類型的微波設備時，實現盡可能高的網絡分析儀動態范圍極為重要，在某些情況下，這是確定測量性能的關鍵因素。要從網絡測量系統獲得最大的動態范圍，了解動態范圍的本質和哪些方法可用于增加動態范圍非常重要。有了這些知識，設計人員可以選擇合適的方法獲得最佳結果，并且把對其他參數的影響降到最小，比如測量速度等。

定義動態范圍

網絡分析儀的動態范圍本質上是系統可以測量的功率范圍，具體為：

–P最大值：表示在測量過程中系統發生不可接受的誤差之前可以測量的最高輸入功率電平，通常由網絡分析儀接收機的壓縮技術指標來確定。

–P參考值：表示測試端口處、來自網絡分析儀信號源的標稱功率。

–P最小值：表示系統可以測量（其靈敏度）的最小輸入功率電平，它取決于接收機的本底噪聲。P最小值取決于IF帶寬、平均值和測試配置。

動態范圍的兩個常用定義是：

–接收機動態范圍=P最大值–P最小值

–系統動態范圍=P參考值–P最小值

圖1.動態范圍定義。

可獲得的動態范圍取決于測量應用，如圖1所示。

–系統動態范圍：無需放大即可實現的動態范圍，例如測量衰減器和濾波器等無源元件時。

–接收機的動態范圍：如果把接收機看作是一個系統，那么它就是這個系統的真實動態范圍。要實現接收機的全動態范圍，可能需要用到放大器。這可以是被測器件或者是添加到測量系統的外部放大器。

本底噪聲定義

接收機的本底噪聲是一項重要的網絡分析儀技術指標，它有助于確定接收機動態范圍。不幸的是，“本底噪聲”并不是一個定義明確的術語，多年以來已經有了許多種不同的定義方式。

圖2.各種本底噪聲定義

圖2通過實驗，對比示出了一些常見的本底噪聲的定義。在本實驗中，我們模擬了噪聲功率為-100dBm的高斯隨機噪聲，并使用四個定義進行了計算：

–圖中實線表示噪聲的RMS值，它等于-100dBm的噪聲功率。

–虛線（-101dBm）是噪聲線性幅度的平均值，轉換為dBm。

–點線（-102.4dBm）是噪聲對數幅度的平均值。

–點劃線（-92.8dBm）是噪聲線性幅度的平均值與其三倍標準偏差之和，轉換為dBm。

是德科技的矢量網絡分析儀（VNA），如PNA網絡分析儀或ENA網絡分析儀系列都是使用RMS值定義接收機的本底噪聲。這是一個常用定義，很易于理解，因為它是接收機的等效輸入噪聲功率。

改善動態范圍

在某些測量情況下需要提高網絡分析儀的動態范圍，使其超過使用默認設置時獲得的電平。本底噪聲決定了儀器可以測量的最小功率電平，從而限制了它的動態范圍。使用平均值或降低系統IF帶寬（IFBW）可以改善本底噪聲。

平滑處理法（Smoothing）是另一種常被認為類似于平均值和IFBW調整的技術，但它不會降低本底噪聲。平滑處理法是對格式化數據的鄰點進行平均，類似于視頻過濾。跡線到跡線（或掃描到掃描）取平均值時，針對的是預先格式化的矢量數據，因此它實際上會降低噪聲功率。這種關鍵差異導致平滑處理時無法降低本底噪聲，盡管它確實在跡線上減少了噪聲峰峰值的微小變化。

平均值

是德科技的VNA和許多其他網絡分析儀通過對每次掃描的數據點進行指數加權平均來執行掃描到掃描平均。對數據集內的樣本進行指數加權，即使在達到所需的平均因子之后，也可以在不終止的情況下進行平均。對復雜數據進行平均就意味著數據是矢量平均的。

許多信號分析儀使用標量平均，這只會減少噪聲的方差，不會影響平均噪聲電平。在矢量意義上進行平均時，如果包含相干信號和無關噪聲的跡線，噪聲分量將接近于零，所得到的跡線將顯示具有較少噪聲的期望信號。在網絡分析儀顯示器上以對數幅度格式觀察時，可以清楚地看出平均噪聲電平降低并且改善了動態范圍。

使用大多數矢量網絡分析儀中提供的平均功能，平均值每增加2倍，信噪比改善3dB。這是降低本底噪聲的有效方法。但是，它也會降低測量速度，因為在必須平均兩條跡線時，測量時間會加倍。

平均法只能用于比例測量，不適用于使用單個接收機信道進行的測量。非比例測量不允許進行平均，因為在此模式下相位是隨機的，平均法（在復雜域中執行）將始終會導致結果接近于零。

減少中頻帶寬

系統的中頻帶寬可以通過前面板或遠程編程進行更改，其值將影響對分析儀接收機中收集的數據執行的數字濾波。降低中頻帶寬會濾除數字濾波器帶寬之外的噪聲，從而降低本底噪聲。

分析儀接收機鏈中的低電平噪聲是由電阻電子的熱騷動引起的熱噪聲造成的。因此，它與帶寬成正比。熱噪聲電壓的均方值由下式給出：

其中

k是玻爾茲曼常數（1.38e-23焦耳/開爾文）

T是絕對溫度，單位為開爾文

R是電阻分量，單位為歐姆

B是帶寬，單位為赫茲

傳遞給復共軛負載的噪聲功率為

這就是為人熟知的噪聲功率“kTB”關系2。

噪聲本質上是隨機且被認為是不確定的，因為它是由小事件的集合引起的，呈現出高斯概率分布（可以通過中心極限定理3證明）。

圖3.RMS本底噪聲與中頻帶寬（n=801pts）

對本底噪聲和中頻帶寬之間關系的高度自信使得可以通過降低中頻帶寬來精確計算本底噪聲降低值。有一項實證研究使用了是德科技的PNA網絡分析儀，其中RMS噪聲電平是在5個不同的CW頻率（1、3、5、7和9GHz）下測量的。掃描中有801個點，中頻帶寬設置為1Hz、10Hz、100Hz、1kHz和10kHz。在測試端口沒有信號的情況下測量了PNA的本底噪聲。在圖3中，觀察到的本底噪聲與中頻帶寬之間的關系表明PNA的RMS本底噪聲非常接近理論預期。與理論值的偏差可以忽略不計。

與平均操作一樣，以降低中頻帶寬的方式降低本底噪聲會也會減慢測量速度。雖然可以預期中頻帶寬降低10倍會使本底噪聲降低10dB，同時導致測量時間增加10倍，但這并非總是如此，因為在不同的中頻帶寬中，數字濾波器的網絡分析儀形狀可能不同。例如，對是德科技的VNA而言，中頻帶寬減少10倍因子，掃描時間的增加值少于10倍因子。這意味著為了實現相同的本底噪聲降低，降低中頻帶寬對測量速度的影響低于平均法。

選擇最佳方法

為了降低本底噪聲，可以提高平均值或降低中頻帶寬。如果測量速度不是最重要的考慮因素，那么任何一種方法都同樣有效。獲取和處理跡線數據（稱為循環時間）所需的時間不僅包括掃描時間，還包括回掃時間、帶交叉時間和顯示更新時間。

由于平均法需要多條跡線并每次都更新顯示，因此執行平均法通常比降低中頻帶寬需要更長的時間，特別是需要多次平均時。切記，影響測量時間的大部分差異是由對各種中頻帶寬執行的數字濾波引起的。這種效應在循環時間的掃描時間分量中體現出來，因此為了確定兩種噪聲降低方法對測量時間的影響，僅考慮掃描時間是合適的。

以10kHz中頻帶寬的PNA系列為例。如果在動態范圍內需要改善10dB，則可以通過平均10次掃描或將中頻帶寬設置為1kHz來實現。表1顯示了為改善10或20dB的動態范圍而采用的兩種方法對掃描時間的影響。

此示例采用了相當快的中頻帶寬，并且表明在嘗試改善動態范圍時，降低中頻帶寬比執行平均法更有優勢。但是，現在考慮一下較慢的掃描模式（即較低的中頻帶寬）。如果PNA設置為100Hz的中頻帶寬并且需要降低10dB的本底噪聲，則可以應用10次平均，或將中頻帶寬降低到10Hz。表2顯示了對掃描時間的影響。

周期時間的增加與掃描時間的增加緊密相關，如果網絡分析儀處于快速掃描模式，則通過降低中頻帶寬獲得動態范圍的改善對測量速度的影響明顯優于執行平均法。對于慢掃描模式，兩種方法對測量速度的影響基本相同。

決定在給定測量應用中改善動態范圍的方法時，還可以考慮其他因素。通過平均法降低本底噪聲可讓用戶在進行平均時觀察PNA屏幕上的跡線，一些設計人員發現這些跡線很有用。降低中頻帶寬適用于比例和非比例測量（不同于僅適用于比例模式的平均法），這可能是某些情況下的決定因素。

PNA和ENA系列矢量網絡分析儀均可提供大量中頻帶寬供選擇，這使設計人員可以靈活選擇期望的本底噪聲降低值，同時盡可能避免降低測量速度。在許多情況下，通過平均法和調整中頻帶寬都可以增加動態范圍。

動態范圍、分段掃描和可配置的測試

設置

對于速度和寬動態范圍都必須優化的應用，是德科技矢量網絡分析儀提供的分段掃描功能非常有用。測量濾波器要同時表征高功率電平的通帶和極低功率電平的抑制頻帶時，此功能非常有用。分段掃描允許用戶將頻率掃描分成多個頻段，每個頻段都有自己的起始頻率、中頻帶寬、功率電平和點數。測量濾波器時，只要高電平跡線噪聲保持足夠小，通帶中的中頻帶寬就可以設置得更寬，以實現快速掃描速率。

抑制頻帶中的本底噪聲對測量誤差有顯著影響，因此中頻帶寬可以設置得足夠低，以實現期望的平均噪聲水平降低。為了進一步提高分析儀的動態范圍，可以將分段掃描與重新配置測試結合起來（圖4）。反轉接收測試端口中的定向耦合器，可以實現12至15dB的動態范圍增加。

圖4.重新配置測試集以進一步增加分析儀的動態范圍。

總結

網絡分析儀動態范圍是許多測量情況下最關鍵的參數，可以通過平均法或降低中頻帶寬來降低本底噪聲。然而，每種方法都有決定其在某些情況下適用性的缺點，并且對測量速度具有各自的影響。除了這兩種方法以外，還可以通過使用分段掃描功能，以及可配置的測試集進一步改善動態范圍，并且保持測量速度。