電力線載波(PLC)通信作為電力系統特有的通信方式，廣泛用于電力系統的調度通信、生產指揮、行政業務通信以及其他各種信息的傳輸。隨著數字通信技術的發展，采用電力線上網、進行多媒體通信也具有寬闊的前景，電力線載波通信已經成為當今研究熱點之一。

      線路調制單元是電力線載波機中關鍵部件之一。為了提高頻帶的利用率，線路調制一般采用單邊帶調制方式。使用數字化處理方法來實現線路的單邊帶調制，能夠克服模擬電路的諸多缺陷。線路調制需要完成正交變換、濾波和頻譜搬移等處理，運算量與采樣率直接相關。高采樣率導致了高的運算量，低成本DSP芯片無法滿足運算需求。FPGA可用于實現DSP運算處理單元，達到實時完成數字信號處理功能的目的，它為線路調制單元的數字化實現提供了一條性價比較高的途徑。本文將介紹線路調制的FPGA實現，包括：線路調制單元數字化實現的總體設計，CIC和FIR濾波器的FPGA實現以及載波發生器單元的設計。

線路調制解調實現方案
      電力線載波通信標準要求的信號頻率為40～500kHz，頻帶寬度為4kHz。根據奈奎斯特定理，采樣頻率不能小于1MHz。采用數字化處理方式實現調制就是將信號的頻譜搬移過程轉化為數字域的數值計算過程。單邊帶信號可以表示為x(n)cos(wn)±x^(n)sin(wn)，式中x(n)為基帶信號，x^(n)為基帶信號的正交信號，w為載波頻率。由該式可知，完成單邊帶調制需要信號的正交變換、載波信號的產生、信號與載波的乘加等數值運算。希爾伯特變換是一種便于采用FPGA實現的正交變換方法，它可由系數具有奇對稱特性的FIR濾波器實現。

      基帶信號的頻率較低，相應應以較低的采樣率采樣，而調制信號的頻率較高，應以較高的采樣率采樣。因此在調制過程中必須進行采樣率的提升，內插技術可以實現采樣率的變換。調制單元調制部分的數字化實現的邏輯結構如圖1所示。

      由圖1可見，調制單元由正交變換、內插和調制三部分組成。完成正交變換的Hilbert濾波器為系數奇對稱的FIR濾波器，延遲保持了正交信號與原始信號的時間同步。載波發生器，乘法器和加法器完成單邊帶調制。載波發生器由查表法實現，地址為13位，字長為16位，可以產生所需要的各種載波頻率。內插完成采樣率的提升，再用低通濾波器濾除無用頻率分量。在設計中，通過內插將信號采樣率由8kS/s提升至8.192MS/s，內插率I=1024。分兩級完成：第一級內插率I=8，該級內插采用128階系數偶對稱FIR濾波器濾波。第二級內插率I=128，該級內插采用3級級聯的CIC(積分梳狀)濾波器。

      由上述方案可見，合理設計FIR、CIC濾波器和載波發生器電路是線路調制單元數字化實現的關鍵，線路調制單元和其他的組件進行數據交換，控制和接口電路在此不作一一贅述。

濾波器的FPGA設計
      線路調制解調需要用到FIR和CIC兩種濾波器，這兩種濾波器的共同特點是，具有線性相位，非常適合應用需求。但這兩種濾波器對FPGA資源耗費較大，因此必須采用合理的結構減少FPGA資源的開銷。

1 CIC濾波器的設計
      設計CIC濾波器時，首先要考慮濾波器的增益，防止溢出。內插均選用三級級聯的CIC濾波器，傳遞函數為H（z）=((1-z-128)/(1-z-1))3。由傳遞函數可以求出濾波器的增益為1283，增加的字長為log2(128)3＝21位，輸入信號寬度為13位，實現時必須預留21+13＝34位防止溢出。將內插器與濾波器結合起來并對其實現如圖2所示。

                                             圖2  cic內插

      程序設計采用VHDL語言，用Quartus II 3.0綜合后CIC濾波器耗費資源350個LE（Logic Element）。根據Hogenaur的剪除理論在每一級輸出時都可以剪除掉最后的若干位。通過信噪比的計算，可確定剪除位數，設計中積分部分每級可以剪除6位，分別取22、28和34位，梳狀部分每級剪除1位，分別取14、15和16位，濾波器的輸出為13位。采用剪除理論后，消耗的資源為240個LE，資源消耗減少了32％。

2 FIR濾波器的設計
      FIR濾波器階數高，如果按其級聯結構實現時資源的利用率非常低，須加以改進。一種方法是提高時鐘速度，重復利用乘法器和加法器。這種方法程序設計比較復雜，時鐘提升也導致功耗增加，額外資源的消耗較多。另一種方法是利用FIR濾波器的分布式結構進行設計，這是一種高效的方法。信號x(n)通過N抽頭，n位的FIR濾波器可以用下式表示，其中h(n)是濾波器系數，y為輸出信號。

輸入信號x(n)采用補碼的形式，可表示為

重新對上式求和如下：

簡寫形式如下：

      由上式可看出，把輸入信號每位的值xb作為地址，將濾波器系數h(n)的值和xb的每一位xb(n)乘積疊加，并將結果存入ROM中，就可以通過查表并移位相加而得到最終內積的結果。整個濾波器的實現無須乘法器，節省了FPGA片內資源。實驗證明按照級聯結構進行設計時，128階FIR濾波器需要占用3000個LE以上，提高時鐘重復利用乘法器后為1500LE，而采用分布式的結構資源消耗僅為900多個LE。希爾伯特濾波器由于階數較低，消耗的資源更少。假定數據h(n)為B位，FIR的階數為N,則需要的地址空間為2N，當N較大時實現會有困難。通過將128階的濾波器分割為8塊16階的方法，有效減少了存儲容量。該結構既節省資源又靈活。利用線性相位FIR濾波器的對稱性，還可以節省一半存儲量。

3載波發生器的實現
       電力線路中影響衰減特性的因素很多，這就要求電力線載波機線路調制單元的載波頻率可變。NCO可以產生不同頻率的正弦信號抽樣值。如圖3所示，預先存儲一張正弦信號ROM表，表中放有8192個抽樣點的值。假設所需的載波頻率為300kHz，NCO從ROM表中每隔300個點取出一個值，即可得到頻率為300kHz正弦信號的抽樣值。在實現中正弦信號ROM表的是通過對頻率為1Hz的正弦信號在一個周期內進行8192次等間隔采樣得到的。由于頻率分辨率為1kHz,所以根據需要載波頻率的不同，NCO改變抽取點間的間隔，就能在一定范圍內得到任何1kHz整數倍頻率的正弦信號抽樣值。

                                         圖3 NCO內部原理圖

                                           圖4 NCO設計流程

      正弦信號具有重復性，因此設計時只需存放四分之一個周期的值，即2048個抽樣值。這樣節約了大量的ROM空間和存儲單元。NCO的流程如圖4所示。

      正弦信號和余弦信號僅僅是相位上偏差了90°，因此每次從ram中取正弦信號抽樣值的時候，將地址指針延遲四分之一周期就能取出與之嚴格同步的余弦信號值。設計時NCO采用了雙時鐘結構，CLK為低頻時鐘，CLK1為高頻時鐘。在低頻時鐘內使用一個地址指針控制提取兩路載波的地址，在高頻時鐘內根據地址依次提取正弦和余弦抽樣值。低頻時鐘控制地址指針的變換，在時鐘上升延到來時變更指針。CLK經過一個周期的時間內，CLK1經過6個周期：前三個周期空等待，等待地址指針m的刷新；而后的三個周期依次根據地址取出正弦余弦的抽樣值，并作同步輸出。

性能測試與分析
      采用本文中方案所設計的語音信號調制單元，通過一次變頻的方式完成單邊帶調制，除了在體積和可靠性具有無可比擬的優勢外，其他性能指標也有了很大的改進。通過實測，其主要性能指標如表1所示。

結論 
      滿足設計的芯片有多種，例如，Atlera公司的Cyclone芯片EP1C12Q240C8、EP2C5Q208C8、EP1C12Q240C8等。從成本和實用角度考慮，在調制系統地設計中采用芯片EP1C6Q240C8，實現了完整的單邊帶線路調制單元，經過測試性能良好。僅用一片FPGA芯片，通過數字化的方式來實現線路調制，和以往的模擬實現方法相比，是一種技術的革新和進步。采用數字化的實現方法后，整機的體積減小、成本低，可靠性有了很大的提高。用FPGA實現線路調制是一種有效的方法，為電力線載波機增加了相當的市場競爭力。